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基于TL494的Boost型DC-DC电源设计资料下载

消耗积分:10 | 格式:pdf | 大小:570.04KB | 2021-04-28

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　　在电子电力技术日新月异的今天，对器件的供电电源要求越来越苛刻。在各种类型电源中开关电源以其稳定性、高效性和功率密度高等优点而得到越来越多的应用。各种开关技术又以PWM技术为主，通过改变脉冲占空比调节输出电压，达到输出稳定。本系统利用单片机MSP430F449，以电压型PWM控制器TL494为核心，设计了一种Boost型稳压输出开关电源。 　　TL494是一种性能优良的电压型PWM控制器。电压型PWM控制器的原理是将电源输出电压Uo与基准值比较，得到误差电压Ue，该误差电压送人调节器，由调节器输出控制电压U，控制电压与锯齿波发生器产生的锯齿波信号进行比较，改变PWM的输出占空比，进而控制开关管的通断改变输出电压。 　　1.系统整体方案 　　系统由主回路、反馈回路、保护电路、人机交互等部分组成。主回路包括隔离变压器降压部分、整流桥路整流部分以及DC-DC Boost升压部分。反馈回路则包括电压电流采样部分、小信号放大部分、A/D转换部分、控制电压输出部分。保护电路包括电压电流检测及保护等电路。人机交互则包含键盘、显示器控制部分。系统的整体框图如图1。 　　图1 系统总体框图 　　2.主体电路设计 　　2.1 DC_DC主回路拓扑 　　本系统采用Boost电路进行DC—DC变换。利用调节开关管的占空比来控制输出电压。开关管关断与开通交替进行，电感L将交替的存储和释放能量，电感L储能后使电压上升。而电容C则将输出电压保持平衡，输出输入电压关系为：Uo=Uin(ton toff)/toff。只需要通过改变开关管通断占空比即可得到所需输出电压。其原理图如图2。 　　图2 Boost升压原理图 　　2.2 TL494电路设计 　　TL494内置5V基准电压参考源，5脚6脚外接电容与电阻，可产生对应锯齿波后送比较器比较进而产生一定周期的振荡信号，振荡器频率为fosc=1/RTCT。4脚为死区时间控制端，13脚为输出方式控制端。芯片内部包含两个相同的误差放大器，输出端经二极管隔离后送至比较器同相端，与反向端锯齿波电压相比较，并决定输出电压的宽度。调宽过程由3脚的电压控制，也可经误差放大器进行控制。两个放大器可独立使用，用于反馈电压和过流保护。 　　本应用电路中TL494的3脚和13号脚接地，2脚和3脚之间接51kn的电阻，1脚作输入端。5脚6脚分别接1000pF的电容和2.7kQ的电阻，产生50kHz的振荡频率，过流保护措施采用15脚接电阻分压16脚接入动作电压值即可。其实现电路如图3。 　　图3 TL494应用电路 　　2.3 开关管驱动电路 　　开关管驱动选用IR公司MOSFET专用驱动芯片IR2110。如图4所示，输入信号为TL494输出的PWM信号，其输出信号则可直接驱动开关管。 　　图4 IR2110驱动电路 　　2.4 电压电流采样及小信号放大 　　由于电流很小时经过A/V转换后的电压值很小，此时需要经过放大后才能精确采集。此处选用PGA程控放大的方式，使采集信号放大0～1000倍，保证小电流和大电流均可通过程序控制采得。 　　2.5 D/A转换器与A/D转换器的选取 　　D/A转换器的选取直接关系到系统的输出精度和闭环调节的稳定度，此处选用Maxim公司的串口16位高精度D/AMAX5441作为D/A转换器对TL494输出控制电压。而采用MSP430F449有12位A/D转换器，可满足本系统的数据采集精度要求并且可以降低成本、简化电路。 　　3.器件选择及参数计算 　　3.1 Boost升压电路器件选择 　　开关场效应管及肖特基二极管的选择：功率MOSFET的栅极驱动需要考虑保护、隔离等问题。IRF540是电压控制型器件，静态时几乎不需要输入电流，但由于栅极输入电容Cin的存在，在开通和关断过程中仍需要一定的驱动电流来给输入电容充放电。栅极电压UG的上升时间tr采用放电阻止型缓冲电路来确定。其缓冲电路的电容Cs和电阻Rs的选择原则是MOSFET在关断信号到来之前，将缓冲电容所积累的电荷放净。如果缓冲电路电阻过小，会使电流波动，MOSFET开通时的漏极电流初始值将会增大。 　　输出滤波元件决定了电源的稳定性，是DC-DC变换器设计中最关键部分。重点是要选择两个元件，一个是输出电感L，另一个是输出电容C。影响电源稳定性的最关键参数是输出电容的ESR，一般越小越好。电容的数据手册一般都会给出电容的最大ESR，而最小ESR通常为最大ESR的40%～60%。可以通过多个电容并联的方法来降低ESR提高电路的瞬态响应。此外，在选择电容的时候，电容的温漂也要适当考虑。 　　滤波电容：∆Uo取20mV。则CB取值为2200μF。为减小输出的电压纹波，可在输出电压端并联多个低等效电阻的电解电容。 　　电感：由公式：电感取值为280μH。 　　占空比：输出电压变化范围30～36V，由公式：Uo/Uin=1/(1一D)可计算出占空比变化范围为0.109～0.4697。 　　3.2 效率的分析及计算 　　在U2=18V，输出电压Uo=36V，输出电流Io=2A的测试条件下。由系统的额定功率Po=72W，为使效率达到90%以上则要求输入功率为80W，允许损耗的功率为8W。 　　电路的功率损耗主要有开关损耗、电感储能损耗、整流二极管损耗、数字电路损耗。 　　(1)开关管的损耗包括开关损耗与导通损耗。开关管的损耗直接与开关频率有关系，其功率损耗的计算公式为： 　　取Ton=T/2，f=50kHz。则开关管的损耗约为1.5W。 　　(2)肖特基二极管的损耗。当二极管导通时流过二极管的电流等于电感电流，约为Io=Iin=3.86A。为降低损耗可以采用双管并联的方式，每只二极管的电流约为1.8A，对应其UD=0.42V。二极管导通损耗PD=IoUDD=1.4W。 　　(3)储能电感损耗。储能电感损耗公式如下：
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