如何使用晶体管设计施密特触发器

本文展示了如何使用晶体管设计施密特触发器，如何改进基本设计，以及为什么有时它可能是最好的方法。

主要是关于：

1、晶体管搭建的施密特触发器

2、如何设计晶体管施密特触发电路?

3、怎么改进晶体管施密特触发电路

施密特触发器有什么作用?

施密特触发器是一个决策电路，用于将缓慢变化的模拟信号电压转换为2 种可能的二进制状态之一，具体取决于模拟电压是高于还是低于预设阈值。

不能用 CMOS 来设计施密特触发器吗?

CMOS器件

CMOS 器件可以用来设计施密特触发器，但是不能选择阈值电压，只能在有限的电源电压范围内工作，例如：4HC14 在 +5v 下运行，阈值通常为 2.4v 和 1.8v。

或者你也可以使用比较器芯片，通过额外的分立电阻定义阈值。

74 CH14

如果你需要处理嘈杂或者失真的数字信号，可以使用 CMOS 器件。但如果你要求不寻常的电压或者精确的阈值，就需要设计一个特殊的电路。

双晶体管施密特触发器及其工作原理

假设输入电压Vi接近于零。T1没有基极电流，所以它处于关闭状态。T2通过R1和RA汲取基极电流，因此它处于开启状态(根据设计，它处于饱和状态 - 即其集电极-发射极电压V CE接近于零)，因此Vo位于由下式形成的分压器的中点R2 & RE，介于+V和地之间。

现在假设Vi开始增加。T1的发射极电压由流入T2的电流保持固定，因此当Vi达到高于该值 0.6v(称为VP)时，T1将吸收一些基极电流并开始导通。

当它这样做时，T1开始使T2缺乏基极电流，因此T2开始关闭，因此其发射极电压开始下降。但这会增加 T1的基极-发射极电压，因此T1会更快地开启。正反馈使电路进入T1开启(并且设计为饱和)而T2关闭的状态。Vo现在靠近+V。

最后，假设Vi开始回落到零。T1的发射极电压现在由其自身的发射极电流控制。当Vi下降到高于该值约 0.6v 时(称为VN)，T1将开始关闭。这允许T2再次开始开启，将其自己的发射极电流添加到T1的，从而向上推动发射极电压。这迫使T1更快地关闭，并且正反馈再次使电路快速进入其他状态，T1关闭，T2开启。

阈值和电流

我需要强调一个重要的设计约束。假设Vi从零开始缓慢上升，并达到T1开启的阈值。该阈值 ( VP ) 由流经RE的T2的发射极电流设置。一旦Vi达到VP，T2就关闭，通过RE的电流现在通过T1。

假设该电流大于来自T2的电流。如果是这样，T1的发射极电压会在T1开启时突然升高。但随后T1会突然发现其基极电压 ( Vi ) 现在小于其新的发射极电压，并会立即关闭。但随后它的发射极电压会再次下降，因此它会再次开启。换句话说，电路会振荡。

因此，设计者必须确保T1中的电流(I1)小于T2中的电流(I2)，否则电路将无法工作!

并且由此得出，T2再次开启的阈值(VN )必须低于VP。我想，这两个阈值之间的差异被称为电路的“滞后”，类似于变压器铁芯中发生的情况。

设计实例

设计一个电路来数字化这种嘈杂和失真的信号。提供+5v 和+24v 的电源轨。输出信号必须与在 +5v 下运行的数字逻辑兼容。

如果可以调整输入信号以适应 +5v 电压轨，则可以使用基于 CMOS 逻辑(例如 HC14)的解决方案。也可以使用比较器，但这里显而易见的方法是使用 +24v 电源轨的基于晶体管的设计。我会选择几个容易获得的 30v npn 开关——它们和苹果一样常见。

警告。以下内容不适合那些坚持精确的人。设计不一定总是涉及困难的总和!

第一步是确定阈值VP。从波形上看，它可能应该在 12 或 13v 左右。

接下来，选择将在T2中流动的电流。较低的值可以节省能源，但意味着集电极负载电阻的值较高，这可能会减慢开关边沿。现在在T2中选择 3 mA 。那么发射极电阻RE将为 [12v / 3mA] = 4k。使用 3.9kΩ。接下来，将R2计算为 [(24v - 12v) / 3mA] = 4k。此处也使用 3.9kΩ。

最后，选择T1的集电极电流，从而选择较低的阈值电压VN。噪声尖峰看起来很麻烦，因此将I1设置为 [9v / 3.9kΩ] = 2.3mA 时，将目标设置为 9 或 10v 左右是明智的——这将产生大约 4v 的滞后。那么R1是 [(24v - 9v) / 2.3mA] = 6.5k。使用 6.2kΩ。

R3限制T1的最大基极电流，可以安全地为 [2.3mA / 30] = 77μA(因为晶体管的电流增益不会低于 30)，因此R3为 [(24v - 9v) / 77μA] = 194k。使用 180kΩ。(我假设电路由零阻抗电压源驱动。如果不是，则可以从R3中减去源阻抗。)

剩下RA & RB。RA用于在T1关闭时限制T2的基极电流，而RB确保不受温度影响。这两个电阻形成一个分压器，它必须将T2的基极设置为(例如)12.6v，T1关闭，并吸收明显高于T2基极电流的电流，该电流不能超过 [3mA / 30] = 100μA。

选择通过RA和RB的泄放电流为500μA左右，使其远大于T2的基极电流。

那么如果R1为零，RA和RB之和将为 [24v / 0.5mA] = 48kΩ，分压器中点为 12.6v，[ RB / ( RA + RB )] = [12.6v / 24v] = 0.53，这意味着RB = 1.1 RA。这意味着RB是 [48k x 1.1/2.1] = 25k 并且RA是 [48k - 25k] = 23k。但是R1不是零，而是 6.2kΩ，因此RA的实际值为[23k - 6k] = 17k。因此，将值四舍五入，因为更多的电流无关紧要，并选择RA = 15kΩ 和RB = 22kΩ。

那里。完成的。现在构建一个并尝试一下。好吧，无论如何，模拟它。它按预期工作，在 12v 和 8v 下切换。

设计实例的最终电路

该电路的输出从大约 13v 摆动到 24v，而规范说输出电平应该是 0v 和 5v。我需要添加一个由 +5v 电源轨供电的电平转换晶体管来纠正这个问题。最简单的解决方案是添加一个 pnp 逆变器。

并且在 15kΩ 电阻器 R6(即RA)上包括一个电容器(4.7 或 10nF)，使电路开关更快、更干净——输出边沿的上升和下降时间约为 500 纳秒。

最终电路如下所示。我最终得到了 3 个晶体管和 9 个电阻器(和一个电容器)。这 13 个组件将占用令人不舒服的 PCB 面积，而且组装成本也可能会让人大吃一惊。应该有更好的解决方案。

使用三个晶体管的替代方法

最初的 2 晶体管电路实际上只是具有正反馈的长尾对。像这样画出来，并从第三个 (pnp) 晶体管T3获取反馈，就得到了这里所示的电路。它的工作原理与之前的电路类似，只是现在更有效地利用了 pnp 晶体管的增益。

它还使用更少的电阻器 - 其中一个仅用于将输出摆幅限制在所需的 5v。

和之前一样，当输入电压Vi接近于零时，T1没有基极电流，所以它处于关闭状态。T2开启(使RC短路)，T3也是如此。输出Vo为高电平。

随着Vi上升，迟早它会达到足以让T1开始开启的值。这必须在T1的基极电压略高于T2时发生。RA和RB形成一个分压器，定义T2的基极电压，这两个电阻定义了上限阈值VP。

当T1打开时，它会关闭T2和T3。输出Vo下降到接近零(假设RC足够大)。

现在假设Vi开始下降。当 T1 的基极电压降至刚好低于T2时， T1将再次关闭。该电压由分压器RC - RA - RB固定，并且可以设置在零(如果RC =∞)和VP之间的任何位置。该电路的一大优点是VP和VN都由分压器定义，因为它们将在基于比较器的解决方案中。

一个更简单的选择

最初的设计解决方案过于复杂(13 个组件)，因为它分两个阶段解决了问题——首先制造施密特触发器，然后安装电平转换器。

将这两个阶段合二为一并不比用 pnp 类型替换 npn 晶体管更复杂。该解决方案仅使用 9 个组件。

该电路(几乎)与原始电路完全相同，只是交换了 +24v 和接地。你甚至可以说，把皱眉倒过来!如果你是那些一直坚持微笑的恼人的人之一。

原电路中+13v 和+24v 的输出电平现在变为+11v 和0v。规范要求 +5v 和 0v，所以我只需要大约一半的可用输出摆幅，我可以通过为R2A和R2B选择合适的值来获得。

一个更简单的选择

如果你已经读到这里，你现在知道电路是如何工作的，如何设计一个，以及如何调整它。但是您可能仍然想知道，如果有的话，您何时会选择这种方法。

这不是一个容易的问题。答案取决于您设计的系统类型。如果输入信号相对较大，并且您决定VP和VN必须相距很远(例如，为了抑制干扰噪声)，并且系统已经包含分立元件，则基于晶体管的解决方案可能是答案。如果不是，那么首先尝试一个简单的解决方案可能是值得的，只要看看它在实践中的效果如何。设计示例问题可能可以通过此处显示的非常简单的电路来解决(尽管实际上，我对此表示怀疑)。