芯片引脚图
UC3844是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。
其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。这些器件可提供8脚双列直插塑料封装和14脚塑料表面贴装封装（SO-14）。SO-14封装的图腾柱式输出级有单独的电源和接地管脚。
UC3844有16V（通）和10伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器。
自动前馈补偿
锁存脉宽调制，可逐周限流
内部微调的参考电压，带欠压锁定
大电流图腾柱输出
欠压锁定，带滞后
低启动和工作电流
直接与安森美半导体的SENSEFET产品接口
电流模式工作到500KHZ
输出静区时间从50%到70%可调
作为电流模式控制器工作，输出开关的导通由振荡器起始，当峰值电感电流到达误差放大器输出/补偿建立的门限电平时终止，这样在逐周基础上误差型号控制峰值电感电流，所用的电流比较器取样器脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端，电感电流通过插入一个与输出开关Q1的源极串联的以地为参考取样的电阻转换成电压，此电压有电流取样输入监视并于来自误差放大器的输出电平相比较，在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚上的电流控制。当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部钳位至1.0V。
基于电流型PWM芯片UC3844的开关电源的反馈回路改进，采用可调式精密并联稳压器加光电耦合器接法，具体使用TL431加PC817。这种方法由于使用了精密电压源做控制参考电压，控制精度非常高，性能稳定。
基于UC3844的开关电源的电流反馈电路典型结构如图1所示。220V交流电压经整流滤波后，得到300V直流电压，主要功率经串联于高频变压器初级绕组N1，到大功率MOSFET开关管V1集电极，在UC3844的控制下，开关管V1周期性地导通和截止。300V直流电压的另一路经R2降压后，施加到UC3844的供电端（7脚），为UC3844控制器提供启动电源电压，此设计中UC3844采用恒定频率方式工作。电路启动后，8脚输出一个+5.0V的基准参考电压，作用于定时元件R5、C6上，在4脚产生稳定的振荡波形，振荡频率=1.8/R4&TImes;C6，6脚输出驱动脉冲激励开关三极管V1在导通和截止之间工作。UC3844对于输入电压的变化立即反映为来自N2电感电流在取样电阻R3上的电压变化，不经过外部误差放大器就能在内部比较器中改变输出脉冲宽度。
图1 UC3844的开关电源的电流反馈电路典型结构
这种传统的电流反馈回路结构简单具有容易布线、成本低的优点，但是电路的缺点在于反馈不能直接从输出电压取样，输出电压稳压精度不高，当电源的负载变化较大时很难实现精确稳压；同时没有隔离，抗干扰能力也差，在负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢，不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合，为了解决这些问题，可以采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦。
主电路
图1是所设计电源的原理图，主电路采用单端反激式变换电路，220 V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电路，并通过电阻R1、C2为UC3844提供初始工作电压。为提高电源的开关频率，采用功率MOSFET作为功率开关管，在UC3844的控制下，将能量传递到输出侧。为抑制电压尖峰，在高频变压器原边设置了RCD缓冲电路。
UC3844外围电路设计
UC3844内部主要由5.0V基准电压源、振荡器（用来精确地控制占空比调节）、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。UC3844的典型外围电路如图2所示，图中脚7是其电源端，芯片工作的开启电压为16V，欠压锁定电压为10V，上限为34V，这里设定20V给它供电，用稳压二极管稳压，同时并联电解电容滤波，其值为10uF。开始时由原边主电路向其供电，电路正常工作以后由副边供电。原边主电路向其供电时需加限流电阻，考虑发热及散热条件，其值取为62kΩ/5W，为了防止输出电压不稳定时较高的电压直接灌人稳压二极管，导致其过压烧坏，在输出端给UC3844 供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。
脚4接振荡电路，产生所需频率的锯齿波，工作频率为=1.8/CTRT，振荡电阻RT和电容CT的值分别为100kΩ、200pF。脚8是其内部基准电压 （5V），给光耦副边的三极管提供偏压。脚2及脚1为内部电压比较器的反相输入端和输出端，它们之间接一个15 kΩ的电阻构成比例调节器，这里采用比例调节而不用PI调节的目的是为了保证反馈回路的响应速度。脚6是输出端，经一个限流电阻（22Ω/0.25 w）限流后驱动功率MOSFET（IRF840（＄0.6202）），为保护功率MOSFET，在脚6并联一支15V的稳压二极管。
本文所设计的充电器其充电对象为两节12V/100Ah铅酸蓄电池，输入电压范围是130~240V，28V输出时额定电流是15A，该充电器主要有两部分组成：主电路和控制电路。
主电路拓扑结构
图1 双管正激式变换器
如图1所示，该充电器主电路采用双管正激式变换器。其工作过程基本分成三个过程：能量转移阶段、变压器磁复位阶段和死区阶段。在能量转移阶段，原边的两个MOSFET管Q1、Q2都导通，能量从输入端向输出端转移。在变压器磁复位阶段，原边的两个快恢复二极管D1、D2都导通，使变压器绕组承受反相输入电压，从而实现变压器的磁复位。当变压器完全复位后，变换器工作在死区阶段，即原边无电流，副边通过D5、L3续流。
MOSFET的驱动部分采用带有隔离变压器的互补驱动电路，依靠隔直电容C6和变压器T2使MOSFET可靠导通和关断，抗干扰能力强。
MOSFET的驱动控制主要采用电流型脉宽调制控制器UC3844， 如图1所示，控制电路的V端连接到3844的电源脚。当充电器工作开始时，整流输出侧通过R1、C5给UC3844提供电源，使其启动，变压器T1开始工作，此时由副边绕组N3，稳压二极管W1、W2，晶体管Q3，R7及D3构成了串联反馈型晶体管稳压电路开始给3844提供稳定工作电源。其具体工作原理分析如下：当T1的副边供电绕组N3输出电压变大时，Q3的E端输出电压相应变大，由于B端的基准电压被W2稳住不变，故晶体管的基极电位Ub也不变，那么基－射极电压Ube将减少，从而Ib减少，管压降Uce增大，又让Q3的E端输出电压相应减小，故E端的输出电压保持不变。如果N3输出电压变小时，调节过程与上述正好相反。
控制电路组成
控制电路主要由电流型脉宽调制控制器UC3844和可调基准电压源TL431组成。
UC3844具有电压环和电流环双闭环控制性能，其内部方框图如图2所示，其引脚共有8个，第2脚是电压反馈端，将取样电压加至E/A误差放大器的反相输入端，与同相放大器的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压。利用内部E/A误差放大器可以构成电压环。第3脚是电流反馈端，电流取样电压由第3脚输入到电流比较器。利用第3脚和电流比较器可以构成电流环。第1脚是补偿端，外接阻容元件以补偿误差放大器的频率特性.UC3844的振荡工作频率由4脚和8脚之间的所接定时电阻Rt以及4脚和地之间所接的定时电容Ct设定。
图2 UC3844脉宽调制器内部方框图
其中利用TL431稳压的性能代替UC3844中的E/A误差放大器的功能，实现电压闭环控制，这样可以提高系统的动态响应，同时采用了光耦隔离技术，使整个反馈系统更安全可靠。内环依然通过UC3844的电流测量脚和内部电流测定比较器构成电流环。考虑到过流对系统的影响，在电压环（外环）调节的输出端，即电流环（内环）调节的给定端，进行幅值限定，
如图5所示，R15就是分流限幅作用。控制电路的工作原理分析如下：当F端电压升高时，取样电压UREF也随之升高，使UREF》 Uref，比较器输出高电平，使VT导通，TL431分流增加，从而使F端电压回落。同时电流环也在起作用，TL431分流增加，即光耦发光加强，感光端得到的反馈信号就越大，UC3844根据这个反馈信号，调节驱动信号的占空比，使F端电压回落。当F端电压减少时，调节方式正好相反。这样循环下去，从动态平衡的角度来看，系统输出电压趋于稳定，达到稳压的目的。
图5 控制电路
全部0条评论
快来发表一下你的评论吧 !
